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高速电路中电感过孔方式分析,逆变电路电感取值要素考量

2017年06月16日 16:34 网络整理 作者: 用户评论(0

  高速电路中电感过孔方式分析

  一、过孔的寄生电容和电感   过孔本身存在着寄生的杂散电容,如果已知过孔在铺地层上的阻焊区直径为D2,过孔焊盘的直径为D1,PCB板的厚度为T,板基材介电常数为ε,则过孔的寄生电容大小近似于:   C=1.41εTD1/(D2-D1)   过孔的寄生电容会给电路造成的主要影响是延长了信号的上升时间,降低了电路的速度。举例来说,对于一块厚度为50Mil的PCB板,如果使用的过孔焊盘直径为20Mil(钻孔直径为10Mils),阻焊区直径为40Mil,则我们可以通过上面的公式近似算出过孔的寄生电容大致是:   C=1.41x4.4x0.050x0.020/(0.040-0.020)=0.31pF   这部分电容引起的上升时间变化量大致为:   T10-90=2.2C(Z0/2)=2.2x0.31x(50/2)=17.05ps   从这些数值可以看出,尽管单个过孔的寄生电容引起的上升延变缓的效用不是很明显,但是如果走线中多次使用过孔进行层间的切换,就会用到多个过孔,设计时就要慎重考虑。实际设计中可以通过增大过孔和铺铜区的距离(AnTI-pad)或者减小焊盘的直径来减小寄生电容。   过孔存在寄生电容的同时也存在着寄生电感,在高速数字电路的设计中,过孔的寄生电感带来的危害往往大于寄生电容的影响。它的寄生串联电感会削弱旁路电容的贡献,减弱整个电源系统的滤波效用。我们可以用下面的经验公式来简单地计算一个过孔近似的寄生电感:   L=5.08h[ln(4h/d)+1]   其中L指过孔的电感,h是过孔的长度,d是中心钻孔的直径。从式中可以看出,过孔的直径对电感的影响较小,而对电感影响最大的是过孔的长度。仍然采用上面的例子,可以计算出过孔的电感为:   L=5.08x0.050[ln(4x0.050/0.010)+1]=1.015nH   如果信号的上升时间是1ns,那么其等效阻抗大小为:XL=πL/T10-90=3.19Ω。这样的阻抗在有高频电流的通过已经不能够被忽略,特别要注意,旁路电容在连接电源层和地层的时候需要通过两个过孔,这样过孔的寄生电感就会成倍增加。   二、如何使用过孔   通过上面对过孔寄生特性的分析,我们可以看到,在高速PCB设计中,看似简单的过孔往往也会给电路的设计带来很大的负面效应。为了减小过孔的寄生效应带来的不利影响,在设计中可以尽量做到:   1.从成本和信号质量两方面考虑,选择合理尺寸的过孔大小。必要时可以考虑使用不同尺寸的过孔,比如对于电源或地线的过孔,可以考虑使用较大尺寸,以减小阻抗,而对于信号走线,则可以使用较小的过孔。当然随着过孔尺寸减小,相应的成本也会增加。   2.上面讨论的两个公式可以得出,使用较薄的PCB板有利于减小过孔的两种寄生参数。   3.PCB板上的信号走线尽量不换层,也就是说尽量不要使用不必要的过孔。   4.电源和地的管脚要就近打过孔,过孔和管脚之间的引线越短越好。可以考虑并联打多个过孔,以减少等效电感。   5.在信号换层的过孔附近放置一些接地的过孔,以便为信号提供最近的回路。甚至可以在PCB板上放置一些多余的接地过孔。   6.对于密度较高的高速PCB板,可以考虑使用微型过孔。

  逆变电路电感取值要素考量

  在全桥的逆变器当中,滤波电感是非常重要的一种元件,电感值的确定将直接影响到电路的工作性能。本篇文章将为大家介绍一种逆变器当中滤波电感的计算方法以及所用材料。 通过上面对过孔寄生特性的分析,我们可以看到,在高速PCB设计中,看似简单的过孔往往也会给电路的设计带来很大的负面效应。为了减小过孔的寄生效应带来的不利影响,在设计中可以尽量做到:   想要确定逆变器当中的滤波电感值,我们首先需要确定电感的LC值,而后在此基础上来进行设计。   一般来说,逆变滤波电感使用Iron Powder材料,或High Flux、Dura Flux材料,Ferrite也可以。一般应保证其铁损与铜损有一个比例,如0.2~0.4,之所以不用0.5(此时效率最高),是因为散热的问题。   对于上图所示的半桥逆变电路,由于其输出为正弦波,按照电路原理,其在输出过零点时,SPWM波的占空比最高(0.5,不计死区时间),此时电感上的dB最高,ripple电流也最大,为: 通过上面对过孔寄生特性的分析,我们可以看到,在高速PCB设计中,看似简单的过孔往往也会给电路的设计带来很大的负面效应。为了减小过孔的寄生效应带来的不利影响,在设计中可以尽量做到:   Ippmax=Vi/(4fL)(1)   f为SPWM波频率,L为滤波电感量。   相应的B值为:   Bpkmax=10e8*Vi/(8fAN) (2)   A为磁芯截面,N为匝数,单位为厘米克秒制,磁密单位为Gauss。将(1)式代入(2),可得:   Bpkmax=10e8IppL/(2AN)(3)   当输出电压瞬时值不为零时,可经由Bus电压减输出电压而得出L上的电压,再按照占空比的频率可得每一个SPWM周期的Bpk,其与输出电压的关系如下:   Vo/Vi在图中最高比例为0.5,这只对输出峰值等于Bus电压的情况。在实际使用中,如果需要更高的输出精度,Bus还会降低,比值相应变小。同时也可以看出,输出电压越高,磁密变化越低。上图可以帮助我们理想磁芯内的磁密变化,却并不利于直接计算损耗。   下图给出了在不同输出电压峰值的情况下,平均损耗与最大损耗在不同材料下的比值。当然,损耗最大发生在输出为零的情况。 通过上面对过孔寄生特性的分析,我们可以看到,在高速PCB设计中,看似简单的过孔往往也会给电路的设计带来很大的负面效应。为了减小过孔的寄生效应带来的不利影响,在设计中可以尽量做到:   在实际设计时,只需知道输出电压峰值及Bus电压大小。按式(2)或(3)再经由Steinmetz公式Pmax=k*Bpkmax*n*f*m就可知Pmax,从而可知Pave,也就是您所设计电感的铁损。   至于铜损,相信再简单不过了,按输出电流有效值乘L的DC电阻就可以了。ripple就不必考虑了,太麻烦。如果频率够高,有涡流的话,再乘一个系数。倒是温度系数不得不考虑。
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( 发表人:易水寒 )

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